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序 號:213579 (電子世界)
標 題:低頻時碼接收機電路(JJY60,BPC) (25214字)
發信人:列兵
時 間:2016/12/4 8:24:03
閱讀次數:2049
詳細信息:
許劍偉 于莆田十中

一、前言

  讀小學的時候,同學們常拿一些磁鐵玩,有一種圓柱形的磁鐵,磁力很強,我一直夢想擁有象這樣的一塊大磁鐵(上高中后,我看到爺爺有這種磁鐵,這才知道當時同學們的磁鐵取自農村家庭廣播喇叭上的永磁鐵),后來我真的擁有了這樣一塊磁鐵,我到處吸鐵沙。到了小學四年級的時候,《自然》課的老師叫我們拿一條導線、鐵釘兩支、一個電池。我還不知道老師要我們拿這些東西干什么。課堂上,老師教我們繞制一個電磁鐵,原來這世界上還有這等奇妙的事情。后來,我經常找一些柒包線制線圈,制造了很多垃圾。到了五年級,班主任要我們每人搞一個小制作,我正發愁,水利局的老鄉到我家做客,他是一個熟悉電子學的大學生,從我的《少年科技》上選了一個“電子搶答器”,說是這個東西很好做。那個電路用了兩個3AX31三極管,我根本不懂三極管,但對它有極大的熱情。老爸跑到廈門幫我買來所需的器件,我們倆連夜加班制作了這個電路。由于分不清三極管的3個腳,所以沒有制作成功,第二天一大早就去找那位老鄉,他說三級管燒了一個,他從收音機里拆一個三級管給我換上,不過他說由于放大倍數不一樣,搶答器工作不大正常。直到很多年后,我有了萬用表,我才弄清楚三極管三個管腳的判別。

  上初中的時候,已有基本的閱讀能力,接觸的電路就多了一些,我開始學做一些音頻電路,但是對無線電的文章幾乎看不明白。到了高中,回到莆田上學,在路邊書灘上看到一本70年代的《無線電》雜志,里而講到了調幅原理,所涉及的數學問題正是我剛學習的三角函數。我漸漸意識到數學在電路設計、制作中的重要作用。同時也有制作一臺收音機的打算,但苦于沒有元件無法制作。大學的時候,學習了一些基礎課程,從此我對制作一臺收音機更有把握了,于是借助學校實驗室的儀器,繞制了所需的線圈,并制作了中波收音機,雖然靈敏度不高,不過收聽效果不錯。種種原困,我不再搞無線電了,去研究電腦了。兩年前,突然對天文學問題十分感興趣,我開始研究天文算法,這把我帶進了另一個世界,設計了《壽星天文歷》,得到許多網友支持。天文學與電子學,很多數理方法是相通的,有個明顯的不同是,天文學要求高精度,少則3至5位有效數字,多則十幾位有效數字,每一個輕微的誤差都不能放過。歲差、章動、相對論改正、日月食……,等等一系列問題,都須要高精度,在牧夫天文網與網友討論日食計算精度問題,討論到最后總是在一兩秒的誤差上計較。我們的手表沒有這等精度,要如何得到正確的時間呢?想了不少辦法,發現長波低頻時碼是十分有效的、便捷的方法,于是重操舊業,再次研究一下無線電。

  長波信號與中短波信號的傳播方式有較大的不同,接收機制作技巧也有所不同。這方面的資料很少,只好從每一個細節入手,自行設計電路了,所以本文較長。

二、概述

設計目標:在東南沿海穩定的接收長波時碼。

  在福建,低頻時碼信號十分微弱,接收困難。淘寶上有賣低頻時碼接收模塊,一個15元,我買了幾個回來試驗,效果不是很好。經常因電磁干擾收不到信號,如果使用220V電源供電,接收更加困難,于是我決定自行設計一款接收機,提高抗干擾能力,能夠使用220V供電。

  經過多天努力,終于設計并調試成功,與淘寶網的集成電路模塊相比,信號接收稍好一些。較強干擾時,都不能接收,較弱干擾時接收成功率比淘寶模塊好。本電路使用電源供電時,不受影響。

整機電路:


各元件的作用:

  以大天線電路為例解釋。

  T1起到輸入阻抗匹配的作用。在AGC輸出為1.2V時,T1的基極偏置電阻上的電壓只有0.6V左右,所以T1輸入阻抗高達4.8M*26mV/0.6V=208k,天線的諧振阻抗是47k,基本不影響天線的Q值。T1本身也有少量的電壓放大作用。

  T2前級主力電壓放大。

  T3配合晶振完成濾波,具有少量電壓放大作用。

  T4后級主力電壓放大。

元件選擇:

  時碼載頻放大的三極管選用高頻管9018。9018本身的噪聲不大,比較適合本電路。集電極接L2電感的那個三極管不可使用9013或8050之類的開關管,如果非要使用,請在集電極串接1k的電阻,因為開關管的飽和電阻太小了,如果存在某個瞬間的強噪聲,會產生強大的集電集非線性流,造成嚴重的諧波干擾,線路不穩定。如果沒有9018,也可以使用2N5551之類耐壓較高的小功率硅管,耐壓高了,最大工作電流比較小,飽和電阻一般會比較大。9018的飽和電阻也比較大,放大倍數約為100。9018屬高頻管,fT可高達500M以上,不利于過濾高頻干擾,所以建議輸出級改用2N5551。

  AGC電路、比較器電路的三極管使用放大倍數高一點的開關管。我使用的8050放大倍數約為300。請不要使用放大倍數只有20或30的管子。

  電路中大量使用同形號的元電,購買十分方便。比如,使用了很多2.4M、10k的電阻。其中4.8M電阻可以由兩上2.4M電阻串聯得到。

  1000uF/6.3V電容取自精英電腦主板。這種電容漏電很小。

  同型號的元件,應采用同一批次,這樣參數就比較統一,計算起來很方便。差動平衡輸入級的兩個三極管,參數盡量一至,如放大倍數相差20%不要僅緊,如果相差了5倍,這就不好了,同樣兩個差分管的be正向壓降也應一至,只要是同一批次的,參數一般差不了多少。

  二極管全部使用1N4148。發光二極管選用紅色的、發光靈敏度高的,這樣在0.1mA電流下也可以發光,有利于降低整體耗電量。檢波管使用9012或8050均可,使用8050效率高一些。

  有條件的,可使用雙面敷銅板制作。如果使用萬能板制作的,還應墊一塊單面敷銅板當作電場屏蔽板,以減小電路本身噪聲。

  電路正常工作時,應可以看到發光二極管每秒穩定閃爍一次。由于AGC電壓上升緩慢,所以開機幾十秒后才能正常工作。調試時,應注意天線的方向性。電場、磁場的方向垂于電波傳播方向的。

整機性能:

  以大天線為例。

  當場強為1.0mV/米時,工作狀態優良,時碼信號十分清析。當場強為0.5mV/米時,工作狀態正常。當場強為0.2mV/米時,工作狀態不知道,沒有測試條件。雖然只用4個三極管進行信號放大,但整機靈敏度不會比淘寶模塊差。

  抗干擾能力:優良。在我家一般很少收不到信號。可以使用市電供電,不怕市電干擾。

  積體:很大。

  電原適應范圍比較寬大,估計2.5V以下也可工作。

三、制作技術及相關知識理論

1、JJY60參數、時碼格式如下:
  日本通信綜合研究所于2001年10月在九州富岡新建了60kHz的授時發射站JJY60。
  發射站名稱:JJY60(九洲局)
  長波頻率:60kHz
  發射功率:50kW
  發射站所在地:日本福崗
  發射地標:33°28’N,130°11’E
  發射時間:永久
  調制方式:幅移鍵控法(通斷鍵控調制法)
  距離福建:約1500公里
  編碼格式:有P、1、0三種時碼信號。保持100%高振幅0.8s后轉為10%低振幅0.2s表示0碼,保持高振幅0.5s后轉為低振幅0.5s表示1碼,保持高振幅0.2s后轉為低振幅0.8s表示P碼。每分鐘為1幀,傳送60個時碼信號,這些信號包含分、時、日、年、星期等時間信息。連續兩個P碼表示幀開始。每10秒鐘出現一個P碼,P碼是定位碼。時間按照BCD碼格式解碼即可,詳見下圖。


2、BPC參數、時碼格式如下:
  2007年7月,在中國河南商丘建成的電波塔已經開始發送電波
  臺址:河南商丘(天線坐標:北緯34.457度,東經115.837度)。
  頻率:國家無線電管理委員批準的68.5KHz;
  發射機:全固態
  發射天線:傘狀單塔;
  發射功率100千瓦(2009年發射有效功率90kW);
  覆蓋半徑:天波3000公里,地波1000公里;
  調制方式:由編碼調制單元提供已調波的脈沖負極性鍵控;
  發播時間:2009年每天發播21小,早上5點至8點停播
  授時精度:±0.1ms
  編碼格式: 高華公司、國家授時中心未公開編碼格,以下為本人接收幾十組信號后分析的結果。信號以20s為周期發送由四進制數組成的攜帶有時間信息的數據幀;每秒發送一位數據;脈寬為100ms代表四進制數據0,脈寬200ms代表數據1,脈寬300ms代表數據2,脈寬400ms代表數據3。用1秒的空白作為相鄰兩幀的間隔。脈沖是負脈沖形式的,即保持低電平100ms再轉為高電平900ms表示0,保持低電平200ms再轉為高電平800ms表示1,其它類推。空白到在1秒期間內全是高電平。


 圖中,各秒內的數字為權值,如日數權值為16的位接收到0,權值為4的位接收到2,權值為1的位接收到3,這表示日數是16*0+4*2+1*3=11日。

  脈沖的下降沿為1秒的開始。空白碼到來時,表示整20秒到來,即1分鐘內的第0或20或40秒開始。由于空白碼期間載波都是滿振幅的,沒有下降沿,所以不能直接得到第0或20或40秒開始時刻。空白碼結束后的第1個下降沿正是第1、21、41秒的開始。

3、電路和制作的技巧

  主要遵守音頻電路制作的技巧。比如屏蔽技術,與音響電路的屏蔽同等重要。不同的是,音響輸出可以使用耳朵監聽波形信號的好壞,而時碼信號頻率偏高,耳聽不到,只好使用示波器了。耳朵可以在十分噪雜的聲音中分辨出有用信號,而示波器沒有辦法,信噪比較低時看不到信號。但示波器可以定量分析,耳朵很困難。如果沒有示波器,建議依樣畫葫蘆,不要改動電路。

4、《電路原理》、《晶體管電路原理》

  這些基礎知識很重要。如放大能力的計算,阻抗的計算,濾波器的計算,分布參數影響的計算等。從根本上說,高頻電路與低頻電路的電路分析原理其本相同,比如歐姆定律、復頻域分析等等都是通用的。輸入選頻及前級放大,使用高頻電路常用的分析法。

5、電磁波與電磁場原理。

  天線設計與計算時使用到。

6、噪聲來源問題:

  明白了噪聲的來源,才會更有目的性的采取抑制噪聲的措施。

  1)工頻干擾(可理解為一種噪聲)


  這是一種非常強勁的干擾源。當使用線圈式變壓器給電時,很容易引入這種干擾,使用電池供電就會好很多。變壓器初級與次級的分布電容,會造成次級對地形成80V至150V左右的工頻電壓。由于分布電容較小,估計也就幾十到幾百皮法,所以次級對地表現為很大的容抗,容抗大小約在10MΩ數量級。如果次對地電阻為10kΩ,那么這個電阻上的工頻電壓可達0.1V左右。制作音響電路時,常遇到“嗡嗡”的交流聲,即時使用了線性穩壓集成,有時還是有交流聲,這種交流生往往就是以這種形進來的。

  變壓器次級與電路板通常沒有真正接入大地,只是一個虛地,這里稱為模擬地。在Z1的耦合下,模擬地對大地噪聲很強。接在次級的電子元件元件本身對地的阻抗Z3很高(如1000MΩ以上),那么交流聲將變小100倍以上,由于Z1元小于Z3,所以Z1可忽略。實際上,分立元件以及電路板銅線的尺寸為厘米數量級,我們無法用手工方法作得很小,所以元件對地容抗不易得很大。當大導體(如人體)接近這些元件時,元件對地容抗Z3變小很多,交流聲變大。設元件阻抗Z2,那么Z2上的工頻噪聲衰減為Z2/(Z3+Z2)約=Z2/Z3。

  假設用手觸碰天線的絕緣皮,Z3下降為30M歐,模擬地的工頻噪聲為100V,當Z2=300歐,衰減量為1/1000000,若,那么Z2上的工頻噪聲為1mV。

  2)市電噪聲

  市電的其它噪聲與工頻噪聲是相似的,不同的是,噪聲頻率范十分寬廣,噪聲電壓比工頻小了幾十倍。當頻率較高時,由于阻抗小,所以引入的噪聲也是很強的。Z2的大小直接影響到噪聲引入的大小。當阻抗達到100k時,很容易引入10uV甚至1mV以上的噪聲。

  如果條件許可,對電路板進行屏蔽處理,整個電路板看作一個整體元件,那么Z2阻抗非常小,市電噪聲及工頻干擾就會消失。音響電路的常常裝在一個鐵盒子中,大有減小噪聲的意圖。此外,用電池供電可大大減少市電引入的噪聲。市電噪聲屬于近場噪聲,不接電源、遠離電源線,噪聲就會變小。近場的特點是,電磁場能量主要被約束在干擾原附近,少量輻射的能量隨距離增加衰減也很快。

  總之,電路中某一點,如果相對于模擬地為高阻抗(如100k),將會引入很大的噪聲。

  3)磁噪聲

  工頻噪聲可由變壓器的泄露磁場引入。電路中的LC選頻回入吸收工頻。遠離變壓器、大電流的線圈也可減小磁干擾。近磁聲干擾比較多,只要遠離干擾源即可解決問題。

  4)自由電磁波噪聲。通過LC選頻電路可以消除大部分無用的電磁波。

  5)臨頻噪聲

  如果時碼信號為60kHz,干擾電磁波信號為60.3kHz,再好的天線也難以解決這個問題,因為我們難以將天線的Q值做到60/(0.3*2)=100以上。為了達到實用的臨頻抑制效果,Q值一般要在5000以上。因此最好采用晶振濾波器解決問題。

  6)大氣噪聲影響

  在我家,陰雨天氣,信號比較好一些。雷雨天氣不閃電期間信號更好,但打雷時會產生嚴重的電磁干擾,幾公里外的雷電同樣會影響到接收。

  大氣擾動,會影響場強的大小,加入AGC電路進行自動增益調整,以適應場強的緩慢變。當擾動頻率高時,就變成了有害的噪聲,AGC電路無法消除這種噪聲。

  7)用電器的電磁輻射

  在電視機旁無法接收,在電腦開關電源旁也無法接收。在萬伏高壓線旁,接收效果也差。

  8)放大器的非線性擴大了噪聲影響

  如果放大器過載(前級容易過載),會引入諧波失真。比如,過載瞬間增益變大,時碼信號變大,這樣時碼信號就被噪聲調制了,無法正確解碼。

7、所用到的主要工具與器件

  1)頻率計,設計精確的信號發生計時較對用的。


2)示波器,調試設計電波鐘使用。


3)信號發生器。


4)信號發生器。


5)萬用表,數字表與機械標均需要,機械表用于測試時碼脈沖情況(當然也可以使用示波器,各有好處)。


6)自制的微享計,繞線圈時使用,(也可以使用信號發生器加示波器,但十分不方便)。


 7)尼龍扎帶。用于固定線圈、元件、電路板等。


 8)直徑為0.38mm柒包線,用于繞制線圈。


9)收音機(比對天文臺標準進間使用)、三極管(不用說了)、磁環(取自小風扇)、電解電容。


10)大天線制作圖。


11)小天線制作圖。


12)小天線加電路板。


13)滌綸電容,制作諧振器時使用。


14)60.000k晶振、60.003k晶振、68.500k晶振。


15)電阻、導線等器件。


16)計算器、尺子。


17)單片機的一些材料。


18)可變電容、淘寶買的電波鐘等。


19)電腦主板,在上面取高頻磁環、高頻電解大電容等(要用到50W電絡鐵,否則可能取不下來)。


20)用中波磁棒制作時碼天線。


 21)其它工具:30W電烙鐵、50W電烙鐵、焊錫、數字萬用表、機械式萬用表、松香、萬能板、4厘螺絲螺母、尺子、焊錫、鑷子、剪刀、螺絲刀、鉗子、2cm*2cm方木、帶屏蔽網線、110mm排水管、手電鉆、鉆頭、屏蔽試驗用鐵盒子。

  如果你的業余時間不是很多,就不要一次買一樣,可根據我上面所列清單一次性盡量準備齊全。有些設備主要是設計電路使用的,如示波器等,如果僅僅是為了制作一個而不是設計實驗,這些設備不一定非得準備。買元件并不容易,需知道何處有賣才能事半功備,滿街亂跑不一定買得到。元件與工具準備好了,就成功了1/3。我買元件的方法是:手電鉆、螺絲在五金店買的;柒包線在電機修理店買的;盒子是到超市買保鮮盒或飯盒或儲物盒等;RVV平行線是在開關電線店買的;排水管在水電裝修管材店;網線在電腦城買的;電子元件、萬能板是在電子元件店買的;電感計是自制的,相關書籍是市級新華書店買的新華,《中國天文年歷》是網友幫我從北京買來的;3V的STC單片機是淘寶網買的;方木取自裝簧材料店;示波器是網絡上買二手的,頻率計也是網購的。晶振在阿里巴巴網購,60k、68.5k晶振在網絡上一般不零售的,不過可以找到廠商,應轉到公司的主頁或店鋪主頁找銷售員,好話多說幾句他們就會賣。如果你實在買不到晶振,可以使用普通的32768晶振接收60kHz的日本碼,不過這時電路須加入混頻級(就象超外差式收音機,中頻變為32768)及中頻諧振線圈,其中精確的穩定的本振信號可以使用單片機產生,“雖然復雜一些,不過效果也不錯,32768晶振可以取自2元店的石英鐘。

 

四、抗干擾設計

1、輸入問題


 上圖兩種接法均不能很好的消除噪聲。由于三極管基極上的電阻設計得很大,所以C0容量無法設計得很大,那么與基極相連的導線(包括電容內部的電極)上感應的音頻噪聲對地為高阻,噪聲變大。右圖的噪聲還會更大,因為從基極到C0的上極板構成很長的導體,噪聲明顯變大。如果要制作靈敏度為1uV的電路,這種電路幾乎不能用。雖然此類電路在中波、短波收音機中很常用,但長波接收中就顯得很不好用。中短波接收機中,即使引入了音頻噪聲(包過一些超音頻),也可以在后極的選頻電路的加以消除,長波接收機中,要接收的頻率就在音頻附近,而且信號微弱(常常只有中波信號場強的1/10),造成音頻噪聲的抑制有許多困難,對音頻噪聲十分敏感。

  我制作的第一個電路,采用上圖的左圖那個電路,覺得噪聲太大,用220V供電效果不太好,后來改為右圖,效果更差。無奈,只好重新設計輸入級。本電由T1和T2組成平衡輸入結構,當天線上有共模噪聲時(線圈兩噪聲相同),噪聲變有效抑制。噪聲經過C3旁路,剩余噪聲在平衡輸出情況下放大倍數很小(參見差動放大器原理)。

2、各級放大基本使用共射放大電路,對高頻干擾信號放大能力很弱,來自單片機的干擾可以忽略。

3、盡量避免高阻抗設計。

  低功耗電路設計中,容易出現高阻抗電路。如果實際免不了高阻抗,可以考慮加入一級LC濾波提高信噪比。

4、加入一級電源供電RC退耦濾波設計,消除數碼管掃描引入的低頻噪聲,同時也增強了電路的穩定性,防自激。

5、加入一級晶振濾波,濾除臨頻干擾

6、加入晶振補償電容,消除分布參數耦合的噪聲。

7、晶振輸出負載使用2至3倍晶振諧振阻抗設計,減小諧振阻抗不穩定的影響,防止過沖振蕩的干擾發生。

8、加入一級LC諧振器,抑制前級放大器引入寬譜噪聲。

9、充分利用檢波門檻電壓提高脈沖信號的對比度。

10、對天線進行電場屏蔽,減少超過1倍的噪聲。

11、在電路板下面加一個敷銅板,減小電路中某些高阻抗地方感應的噪聲。

12、使用較小的電流驅動數碼管,減小它發出的的干擾。

13、把電路做得小一些可以減小噪聲,用萬能板是一個不錯的選擇。此外,用雙面敷銅板制作噪聲更小。最好不要用單面敷銅板制作電路,因為您可能需要使用刀刻法作做電路,不好排版,電路可能會制作得比較大。

五、檢波器設計

  二極管的伏安特性是指數形式的,利用這種非線性特征,可以很方便的進行檢波。


 二極管的微變電阻是r=26mV/I,式中I是流經二極管的直流電流,I=U/R,式中U是二極管輸出電壓,R是負載電阻。那么就有r=26mV/U*R,調整直流偏置電壓,使得R的壓降(即U)達到0.1mV至10mV左右,這樣r遠大于R,導通微弱,小信號將施加在r上。當交流信號加強后,正周期每增加26mV,r變小3倍,增加數個26mV后,r將比遠小于R小,正向包絡信號將幾乎全部分壓在R上,線性良好。交流信號反周期每減小26mv,r變大3倍,r將遠遠大R,反向包絡信號全部加在r上,而不輸出在R上。這樣只輸出正向包絡,而不輸出反向包絡,形成了二極管檢波電路。

  小信號檢波時,正周期導通時,r大于R,輸出信號對強度主要由r的值來決定,這種情況下,在峰值區檢波效率高于其它地方。

  大信號檢波時(大于4個26mV),輸出信號與r無關。本電路使用大信號檢波,因為后級電路本身的背景噪聲有5mV以上,不利于提高信噪比。


  二極管微變電阻的改變而產生檢波效果,但是,如果不加偏置,微變電阻太大,幾個26mV之內無法減小到R的數量級,會造成正向導通輸出太弱,無法檢波。R有電流通過才會道產壓降U,當電流達到易測量范圍(1uA至1A),二極管上的壓降約在0.4V至0.8V。因此,如果R取1千歐,R上壓降要達到10毫伏數量級,偏置電壓應取-0.5V左右。如果不加這個偏置,就會形成0.5V左右的電壓門檻,只有當信號大于0.5V之后,r上流過的電流才會時入易于測量的范圍。本接收機的電壓門檻設置為0.3V左右。為何要設置門檻呢?本機載波信號輸出為0.6V左右,它是鍵控信號的峰值,谷值為60mV,由于前級濾波器輸出緩慢(下降沿到來時輸出下降慢)及噪聲的影響,谷值在100mV至250mV之間,在門檻電壓的限制下,波谷信號基本不檢波出來,這樣可以增加檢波輸出信號波峰與波谷的對比度。電路中采用準倍壓檢波,D1和R1提供檢波偏置電壓,D1上的壓降是0.5V。R2越小,檢波靈敏度越高,所需的信號輸入越小,檢波輸出的濾波由R3、C2決定,與R2無關,因為在AGC控制下,R3的輸出幅度是穩定的,所以R2的電流供應大小也是穩定的,不會因為R2變小而使輸出變壞。

  三極管檢波的靈敏度高,當電流達到易測量范圍(1uA至1A),壓降約在0.3V至0.8V,當T1輸入達0.4V就會有明顯輸出。T1的輸入的偏置電壓為0.25V,這樣當輸入交流為0.15V(峰峰0.3V)時,躍過門檻電壓并進行大信號檢波。

  R2取值1.5k即可,如果R2取值1k,檢波效率提高1.5倍,所需的電壓輸入也變顯小,這時最好減小檢波門檻電壓。如果3V電源是穩壓電源,那么可以在D1上加上1k左右的電阻,以減小檢波門檻電壓。如果使用電池供電,D1上不可串電阻,否則電池電壓改變會影響檢波門檻電壓。R2的取值最好不要超過1.5k,因為R2取大了以后,檢波增益低,就要求更大的檢波輸入,比如R2取2k,檢波輸入須達到0.8v(峰),這時末級輸出有可能過載了,末級的工作點不一定調整的很準確(除非你有很多電阻可供調試),所以0.8v峰峰輸出過載的可能性比0.6v大了許多。末級的最大動太范圍只有2V,所以交流最大輸出為1V,但達到最大輸出時失真大,所以最大輸出只能定為0.5V,當通過電容接上負載后,動太范圍還要減少,0.4伏輸出還是有點失真的。當R2取1.5k時,末級輸入只需0.3V就可使檢波輸出達到1.2V

  如果對輸出信號還不滿意,可以在檢波輸出后再加一級30k電阻和1u電容濾波,信號輸出更平滑,抖動更小,不過這樣濾波后也有壞處,信號變形加大,脈沖寬度改變較多。

  檢波二極管使用硅二級管1N4148或三極管,它的頻率特性良好,性能要比2AP9好得多。

  晶體管壓降具有負的溫度系數,即-2mv/攝氏度。因此溫度變化會改變檢波門檻,D1的加入可以起取一定的補償作用。

  在福建莆田測試結果:在AGC控制下,最后檢波輸出電壓峰值為1.25V左右,在峰值期間,噪聲一般在0.1V左右,不超過0.2V。由于AGC控制能力所限,在強信號時,輸出的峰值可能達到1.4伏。谷值期間,電壓為0至0.3V,前級濾波器的使用信號緩變,當BPC時碼信號人0.1秒的窄碼時,谷值無法達到0值,大約為0.3V左右。因此,區別峰與谷的電壓門限最后定為0.8V左右(0.7至0.85即可)

  檢波器的輸入平均阻抗估計:晶體管輸入阻抗為120k(R2取1.5k時),由于有點象倍壓檢波,所以阻抗減1/4,取值30k(實際沒有這么小,取50k也可以),小信號時近似為線性負載,阻抗為120k/2=60k,即T1阻抗和D2的微變電阻并聯值。

檢波效率:

  計算起來是很麻煩的,通過軟件模擬或實測比較方便。以下是R2取1.5k時的測量結果


  測量方法:在L2、C2上并聯470歐電阻,在從L2兩端加入一點68.500kHz信號電流。用電位器調節電流大小,L2的信號大小為毫伏級。再測檢波輸入輸出電壓。

  由于電位器引入一些噪聲信號,以及示波器上的讀數沒有數字萬用表準確,所以測量誤差比較大,只好多次測量取平均。

  當V1<0.3V,檢波總效率小于1.5,平均0.7,當V1>0.3伏時,檢波總效率一般在2.0左右,平均為2.0。T1飽和原因是V1+V2=0.8+1.8=2.6已接近電原電壓,電路測量時電源電壓是2.80V,飽和時檢波效率下降。

  檢波輸出的RC常數選擇問題。電路中RC常數為0.02秒,放電期間,經過0.08秒(4個RC時間常數),以谷值為參考,幅度降為2%;充電期間,因為大部分時間為滿幅載波且放電速度較快,所以近似滿足方程I*t1=V/R*t1,即I=V/R,式中V為檢波輸出電壓。如果干擾信號的周期小于0.02秒,將被抑制。

六、晶振濾波設計

  具體分析晶振濾波器,是一個比較復雜的問題。先從高Q的LC諧振器討論,因為晶振可以等效為LC電路。


  LC串聯電路是一個二階電路。LC電路存在一個自由諧振頻率w0,非常接近1/sqrt(LC),誤差小于0.001赫茲,因此w0可以看作諧振的固有頻率。工作時,信號頻率等于或接近于固有諧振頻率。開關閉合后,給LC電路加入Asin(wt)的恒幅信號,計算表明,回路的暫態電流I是兩種頻率的合成。其一是信號頻率的電流,大小為(A/Z)*sin(wt+α),式中Z是回路總阻抗。其二是固有頻率的電流,大小為-exp(-at)*(A/Z)*sin(w0t+α),式中a是阻尼系數,在LC電路中其值等于帶通1/2寬度,晶振中其值約為1.5倍帶通寬度。這兩個電流的初相位相同,頻率不同。正由于頻率不同,疊加后會產生過沖振蕩現象,由三角函數的和差化積公式知道振幅發生振蕩的周期是上述兩頻率之差的一半。過沖時峰值電流超過(A/回路總阻抗)。如果某時信號突然變小,相位不變,兩頻率疊加后會產生階梯式下降曲線。如果信號頻率與固有頻率相同,則不會產生過沖現象。總之,電路中存在固有頻率的電流,就會產生干擾,這種電流是晶振儲能的表現。振幅過沖曲線如下圖:


  具體的計算可以使用復頻域歐姆定律計算,再對計算結果進行拉普拉斯反身變化得到計果結果。也可以使用軟件進行數值計算仿真。計算方法詳見“LC濾波器暫態分析”

  我采用的60.003kHz的晶振,帶通寬度是B=2Hz左右(等效Q值在30000左右),阻尼系數是a=1.5B=3Hz,諧振阻抗是30k。所以固有頻率電流衰減速度很慢,經過0.3秒衰減比例才能達到1/2.71828。

  過沖現象具體描述:輸入頻率與固有頻率偏差D,經過1/D/2時后,兩個電流相位差180度,過沖基本達到最大值,相對幅度為A2=exp(-at)=exp(-1.5B/D/2),可見當D=0.5B時A2=0.22,過沖現象不再明象。因此,信號頻率與諧振頻率之差D一定要落在-B/2到+B/2范圍之內。那么就得到一條規律:時碼載頻須落在晶振帶通范圍中間,否則將觀測到明象的過沖現象,在帶通范圍的邊界點上,過沖22%。如果D=0,根本看不到過沖現象。

  負脈沖的下降規律是為exp(-at)。設脈沖寬度是T,當aT>1.5時,A2<exp(-1.5)=0.22,可見A2基本下降到最低電平,時碼信號就可以順利能通過。此時有1.5*B*T>1.5,即B>1/T。因此我們又得到第二條規律:時碼脈沖寬度決定晶振濾波器帶寬的選取值,需滿足B>1/T。

  晶振工作時的固有頻率不一定是標稱的頻率。標稱為60.003kHz的晶振,接上10—15pF的負載電容后,固有頻率才會在60.003kHz左右。如果接一個1000pF的負載電容或接一個1k的電阻,諧振頻率是60.000kHz。如果負載是一個30k電阻與10pF并聯,負載呈純阻特性,幾乎不呈容性,相當于沒有負載電容,固有頻率為60.000kHz。電路中晶振輸出負載接到晶體管的基極,負載阻抗基本為純阻50k左右。電路的Q值下降到10000左右,帶通寬度為B=6Hz,滿足B>1/T=1/0.2=5Hz的條件。中國BPC時碼的0碼脈沖寬度是0.1s,帶通寬度只能取10Hz以上,相應的Q值約6000。

  BPC時碼電路沒有采用68.503kHz的晶振,而采用68.500kHz的晶振(接入純阻負載的諧振頻率只有68.497kHz左右,頻偏D=3)。這是因為,BPC時碼的0碼脈沖寬度是0.1s,相當于頻率是1/(0.1*2)=5Hz,這就要就帶通半寬度a>5Hz。那么時碼載頻68.500kHz已落在68.497+-5Hz的范圍之內,而且基本在中間了,不會造成明顯過沖現象。當然,最好選用68.5003kHz的晶振。

  實際電路設計中,先由里時碼類型確定帶通半寬度a,當a確定后,允許晶振固有諧振頻率與載頻的偏差也就確定下來了。此外,還須測試定Q值、諧振阻抗等參數,這樣才可知道a的值以及負載電阻的取值。用精確的信號發生器和示波器可完成這項測試工作。如果沒有測試工具,負載選100k即可,就是說寧可降低Q值,也要確保不發生過沖,同時確保時碼信號正常通過。

  低頻晶振的Q值很高,帶通半寬度一般只有1Hz左右,不能滿足要求。JJY60接收電路中,選用50k純阻負載把Q值降到11000,帶通寬度約為5.5Hz。BPC電路中選用100k負載,把Q值降到7000左右,這樣就基本解決問題了。

  利用晶振濾波,相當于用一個高Q的LC串聯諧振器進行濾波。但晶振兩極的分布電容(約0.8pF)對濾波效果影響較大。實際上,電路連線時的分布電容也會引起額外的電場信號耦合,所以分布電容估計為1pF。為了消除這1pF電容耦合的影響,電路中再加一個反向信號耦合,正負信號相消,這樣就比較徹底消除分布電容的影響。反向信號為正向信號的5分之1,由L2主副線圈的匝數比決定,所以反向耦合電容取5pF,通過這種補償后,剛好正負相消。應注意到,如果不加入這個5pF電容,雜波會增加很多。晶振最好選用低諧振阻抗的,如30k歐左右的。如果選用150k的,噪聲會大一些。晶振輸出端(電路中右邊那個腳)、下一級三極管的基極、5pF電容的右邊那個腳,應連接在一點上,不要通過很長的電路相連,不然會引入噪聲,這是因為晶振對選頻之外的頻率呈高阻抗造成的。必要時,可以對這個特殊連接點用電路板上的走線屏蔽。 

  在T1的輸入端串聯一個晶振濾波,即把1uF輸入電容換為晶振,可以提高一點抗干擾能力,輸出信號清析無雜波,但時碼信號振幅變得比較柔軟有彈性(帶通寬度太窄造成的),波形穩定性稍差一些,時碼信號是脈沖鍵控信號,不宜把它濾波得太柔軟,因此僅在干擾太嚴重的情況下考慮前級加晶振。

七、LC諧振器的制作

  一定要防止失諧。Q=50的電路中,諧振誤差2k,會造成有用信號被抑制2倍以上,臨頻噪聲的抑制能力下降很多。在沒有失諧的情況下,不加晶振濾波,常常也可以在示波器中看到時碼信號。

八、AGC原理(自動增益控制)

  檢波輸出后,經T11放大,再通過一個PI型濾波器得到AGC控制電壓,并由它控制各前級放大器的基極偏置電流。改變基極偏置電流,會引起射極微變電阻改變,進而使電壓放大倍數改變。當前級輸出阻抗比本級輸入阻抗低很多時,AGC引起的輸入阻抗變化基本不會造成前級負載改變,因此增益的改變主要由射級微變電阻的改變來決定。射級微變電阻與基級電流幾乎成正比。

  AGC宜控制前級增益,不宜控制后級增益。原因有二。其一,如果通過AGC使后級增益變小,那么所需的前級電平就大,我們知道前級未經窄帶濾波,放大的基本都是比時碼信號強幾倍其至十幾倍的噪聲信號,這樣容易造成前級過載。其二,后級的信號輸出很大,對靜態工作點要求嚴格,AGC改變后級偏置電流,會造成工作點不滿足要求。

  在AGC控制下的檢波輸出的時碼電壓,本文稱之為AGC門控電壓。

  AGC輸出電壓取1.0至1.2V為佳。如果當地信號強,應降低電路的最大增益,反之就應增加。可以通過改變T2(大天線那個電路的T2,小天線的T4)的基級電阻,使電路增益改變。改變晶振濾波極的射極電阻也可以(會改降Q值的,降低濾波效果),但應在220到1.5k之間選取,不要太大,不然對Q值影響過大。此外也可以改變輸入極的極電集電阻使增益降下來。如果信號太強,最好的辦法還是把天線做小一些。大天線那個電路,在福建莆田測試,AGC輸出電壓已降到0.85至1.0V,電路最大增益偏高了一些,不過還是可以很好的工作,所以我沒有降低電路的最大增益。

  總之,這個AGC的控制能力雖然很有限,但控制最大增益后還是可以適應當地的信號強度變化,信號強的地區最好預先降底總增益。

九、比較器

  比較器的門限電壓選定與檢波器的門檻電壓、AGC門控電壓、晶振的帶能寬度及阻尼系數。具體計算比較復雜,因此采用實測法得到門限電壓的最佳值。在示波器中觀測檢波輸出波形,用人眼即可分辨出最佳門限。BPC時碼取0.70V至0.8V左右,JJY60取0.53V即可。我選用8050晶體管,電流放大倍數是300倍,所以門限電壓只有0.53。晶體管壓降的溫度效應是-2mV/攝氏度,因此每升高10度,門限電壓下降0.02V。我的8050晶體管質量不標準,一些重要的極限參數只有產商規定的一半,正規的8050得到的門限電壓可能略有不同。

  門限電壓確定之后,JJY60的P、0、1碼的寬度通過單片機實測,BPC的0、1、2、3碼也是通過單片機實測得到的。用人眼觀測單片機輸出的時碼脈沖寬度的數值,多看幾分鐘,就可以知道各個碼對應的平均脈沖寬度。門限取高了,寬度變大,取小了寬度變小。取大了抗干擾能力變小,取小了BPC的0碼易丟失。

  門限電壓為R3和R4比例決定。當R3=60k,R4=100k,門限電壓是0.53*(60+100)/100=0.85V,BPC脈沖寬度是0.18s,0.29s,0.39s,0.49s。當R3=43k,R4=100k,門限電壓是0.53*(43+100)/100=0.76V,BPC脈沖寬度是0.14s,0.24s,0.34s,0.44s。應注意,檢波器的門檻電壓、AGC門控電壓的改變,會改變脈沖寬度。

  門限電壓由R3和R4比例決定。當R3=43k,R4=無窮大,門限電壓是0.53V,此時JJY脈沖寬度是0.80s,0.50s,0.20s。

  BPC秒脈沖下降沿之間的時間寬度是1秒,每1秒整產生一個下降沿。本電路實測誤差+-50ms,大部分誤差在+-10ms以內,測試于福建莆田。

  JJY秒脈沖上降沿之間的時間寬度是1秒,每1秒整產生一個上降沿。本電路實測誤差+-50ms,大部分誤差在+-10ms以內,測試于福建莆田。

十、天線設計

三種設計方案:

1、使用20cm長度的中波磁棒繞制天線。

  這種天線可以制作得很小,且靈敏度較高。由于天線尺寸小,分部電容參數小,所以接收電場信號的能力很弱,電場干擾得到有效的抑制,這可以理解為廣義上的電場屏蔽。一般的,要求天線具有一個高Q值諧振回路。我這里定義Q大于40為高Q電路,小于30為低Q電路。用直徑為0.6的銅線(柒包線)在磁棒上繞制150圈轉右,與4.7uF電路諧振在60kHz,Q值約在40至50。在低頻電路中,業余制作一個高Q的諧振器并不容易,所以這里把高Q的標準定得比較低一些。

  阻抗也有要求,天線的阻抗控制在50k歐右即可,高阻容易引路電場噪聲干擾。

  磁棒也可以做屏蔽處理,連同線圈與鐵氧體一起用線圈屏蔽。

  無需在磁棒上搞了一個次級線圈。次級線圈一般設計為低阻抗(圈數少),但對于頻率較高的噪聲,阻抗還是很高的,次級上又沒有諧振電容吸電高頻信號,這造成信噪比不會提高,反而把有用信號變小了。再者,低阻抗與本電路的輸入級無法阻抗匹配,能量吸收少,信噪比難以提高。當然,如果磁棒不屏蔽,使用次級線圈(初次匝數比2:1),信噪比稍高一些,但效果也不明顯。

2、直徑為110mm空心線圈

  靈敏度比中波磁棒低一些,用于接收中國時碼沒問題。取一斷直徑為110mm的排水管(約10cm長度即可),用0.38的柒包線繞120圈,與4.7uF電容諧振于68.5k,Q值為35。120圈是有剩余的,實際電容給定后,然后逐步減小圈數,使之諧振于68.5k,許可誤差0.3kHz。

  取43k歐電阻,與諧振器串聯,接上信號發生器,用示波器觀測諧振器的振幅,當然應采用10:1的探頭接示波器。調節信號發生器的頻率,找出振幅最大時的頻率,然后就可算出誤差的圈數。計算時應注意,電感量與圈數的平方成正比,所以如果諧振頻率誤差10%,說明圈數也誤差10%,這樣很容易找出正確的圈數。

  線圈較大,所以必須做屏蔽處理,否則信噪比上不去。用0.5mm2的RVV銅導線在線圈上密繞一層,一端開路,另一端并聯后接摸擬地。線圈兩條引線用雙絞線方式引出到電路板,引線控制在30cm以內,再用一條0.38銅線繞在這段絞線上當屏蔽層并接入模擬地。接下然找一個電容與之諧振,測試頻率,如果頻率不對調整圈數。屏蔽的RVV導線與線圈之前存在分布電容,所以測試諧振頻率時,屏蔽導線應接入模擬地。不然,測量的結果是錯誤的。

  最后,接入放大器后,用示波器觀察波形。用手接觸天線,信號質量不應有變,否則說明天線屏蔽沒有做好,應注意,示波器不可接地,如果接地,會把很多電源干擾被抑制,影響我們對接收機抗干擾能力的測試。

3、高靈敏度天線

  用帶屏蔽的網線制繞。取2cm*2cm方木一條。鋸成兩斷,其中一段是77cm。在77cm的那支方木主中間鉆一個洞,在另一支方木77cm/2的地方也鉆一個洞,這樣就可以用螺絲將兩支方木固定成一個十字架形狀。在方木上鉆洞,以便穿線網絡線。每端鉆6個洞,其中較長的那支方木上端應鉆7個洞,所以用于穿繞網線的洞共有25個,洞與洞之前的距離約為1.5cm。接下來用網線回形穿繞成正方形,共6圈正方形,當然外層大一點,內層小一點,正方形的平均大小為45cm*45cm。把網線中的8條線串聯起來,接點應錫焊,另取一斷網線的線芯,去皮,在屏蔽鋁箔上嚴實繞上7到9圈引出做地線,網線中本身屏蔽線銅線也引出接到地線。實際上,屏蔽地線、網線本身蔽線銅線、線圈的一端這三條接在一起引出接模擬地即可。用一段20到30cm長的音響用的屏蔽線將線圈引出。這個線圈的分布容將近1nF,所以只需外接1.2nF的電容就可諧振在60kHz,Q值約為40。線圈的圈數是難以調節的,所以是通過調整電容值使之諧振在指定頻率,必要時可以采用電容并聯找到所需的容量。諧振頻率誤差應控制在400Hz以內,超過600Hz就不好了。

十一、關于天線上感應的信號強度

設場強為E,信號弱的時候,場強小于1mV/米,在線圈上能夠感應出多強的信號。這個問題必須解決才好設計相匹配的放大器。

平面電磁波,有以下關系式:

  磁場強度H=E/η,式中η是波阻抗,η=sqrt(μ/ε)=377Ω

  磁感應強度B=μH

設線圈平均面積是S,圈數為N,則磁通量為

  φ=NBS=N*μH*S=ENμS/η

  φ對時間t求導數,得到感應電勢,寫成復數形式

  U=jωENμS/η,相當于在諧振回路中串聯了一個值為U的電壓源

可見U與N成正比,所以圈數一定要多一些,一兩圈太少了,會造成U太小。N需要幾十圈。當然N也不是越大越好,還受到其它因素的影響。

諧振時,回路為純組,因此導線電阻上的電壓就是U。若諧振回路的品質因素為Q,那么圈上的電壓為U2=QU

  P = U2/R

  =(jωEμS/η)^2*L0*N^2/R/L0

  =(jωEμS/η)^2*Q/L0

  L0是單圈平均電感,在多圈情況與,L0與線徑關系不是很大,基本由線圈的面積決定,因此高Q是關鍵。從接收功率(這也是最重要的),應加大Q。高Q電路可以提高接收功率P,獲得高靈敏度,同時還可以提高選頻能力,抑制噪聲。

  從感應電壓強弱角度來看,應加大N和Q。但N加大會帶來高阻抗輸出的結果。放大器的所需的增益(間接決定了所需三極管的個數)主要由接收功率決定,而不是由電壓決定,所以不必過份追求很大的N值。另一方面,高阻抗容易引入近電場干擾,甚至連抑制工頻干擾都會有困難。當然,如果N過小,則輸出電壓太低,阻抗太低,難以實現阻抗匹配,功率利用率低下,這時電路的本身的噪聲(如熱噪聲等)的影響將變得比較明顯,再者,N過小線圈的Q值也會比較小。業余制作條件下,經過各種濾波處理可以輕松的把電路本身的等效輸出噪聲設計在0.5uV以下,甚至可以做到0.1uV,因此,只要有幾個微伏的穩定信號輸入,就會得到很高的信噪比,不會比集成電路差。

  在N不很大的情況下,電感量與N2成正比,而電阻與N成正比,所以Q值與N成正比。當N很大時,Q值受到集膚效應、臨近效應、電容Q值、分布電容等的影響,Q值不再提升,反而下降。線圈阻抗設計在0.5kΩ至1.3kΩ到范圍即可,阻抗太高,分布參數的響影太大。

  如果Q值做到了50,那么這時諧振阻抗高達25kΩ至65kΩ左右。在與輸入阻抗匹配的情況下(輸入電阻等于諧振電阻),天線功率的利用率最大,可以可以達到25%。接上輸入級之后,Q值下降,P值變為P*[R/(Ri+R)],所以有效的輸入功率為P2=P*[R/(Ri+R)]*[R/(Ri+R)],式中Ri為放大器輸入阻抗。輸入信號較強時,電路放大倍數會做得較小,這樣電路本身的噪聲是很小的(除非你亂接電路),所以不必過份吸收天線傳送過來的功率,必競通過降低Q值來獲取功率并不合算。比如諧振阻抗為50kΩ,輸入阻抗可以設計為100kΩ至200kΩ

  從上面P或U的計算公式看來,加大天線面積S,可以有效的提高靈敏度。制作設計時,我選定天線面積為45cm*45cm=2025cm2=0.2m2,繞制48圈,Q值是40,諧振阻抗約為47kΩ。那么U2 = QU = jωENμSQ/η=jE*6.28*60000*48*(4*3.14/10000000)*0.2*40/377=j0.48E。這就是說,當E=1mV/米時,U2=0.48mV。把諧振器制好以后,用示波器10mV/div檔可以觀測到時碼信號,應注意示波器輸入電容對諧振器的影響,所以可以考慮串接晶振來觀察。當然,在福建莆田,大部分時間干擾信號嚴重,所以看到的是噪聲信號,只是偶而可臺看到時碼信號。信號強的時候達到到1mV左右,弱的時候看不到,估計也就零點幾毫伏。所以我家的場強估計在0.2mv/米至2mV/米之間。

  可見,放大2000倍以后可以得到0.5mV*1000=0.5V輸出,放大倍數應有足夠余量,以適應信號變小時可以正常接收,所以實際把放大器的電壓放大倍數來設計為1萬倍左右,以匹配這個天線的需要。

  穿透天線的電磁波功率:P0 = Re[E×H/2],式中Re指取復數的實部。對于平面電磁波來說,直接用標量值計算就可以了,即P0=E*H/2=E*E/2/η=E2/754

  這個天線接收到的功率P=U2/r=[U2/Q]2/r=U22/R=(0.48E)2/R,式中r為等效串聯諧振電阻,R為等效并聯諧振電阻,此天線的R=47kΩ歐,所以P = E2/200000。可見P/P0=0.0037=0.37%,大部份能量無法捕捉。也可以理解為,天線相對電波表現出的阻抗與波阻抗根本不在一個數量級,所以利用率底。

 天線是有方向性的,日本在福建的北偏東方向,中國BPC臺在福建的北面,所以這兩個電波傳到福建的方向基本是向南的,磁場方向是東西方向的。調整天線,讓磁場經過天線線圈即可接收到電波。此外,調整天線方向,還可以有效的避開一部分干擾信號。

十二、整機分析(以大天線為例)

  末級三級管(即T4)集電極工作點應調節在1.7V左右,以達到最大的動態輸出能力。

  L2與C2構成諧振電路,用0.38mm柒包線繞在高頻小磁環上,磁環取自電腦主板上濾波用的小磁環。共繞制140多圈,副線圈為27圈,主副線圈匝數比為5:1。繞制前,先測試磁環的熱穩定性,可先繞制20圈,用電感計測量其電感量,再用電絡鐵烘烤線圈,使其明顯升溫,電感量變化應小于1%。C2為絳綸電容,其溫度特性較差,隨溫度升高容量會變大,在測試諧振頻率時,可能需要對電容進行焊接,所以一定要等到電容溫度回到常溫后再測量其諧振頻率,否則可能帶來2至3kHz的頻率誤差。L2與C2的諧振器的Q值高達60以上,所以帶通寬度不到2k(即+-1k),只要有1k的諧振誤差,就可造成時碼信號落在帶通范圍之外,電路增益急劇下降,而且影響選頻效果。如果焊接電路板時產生較多焊渣,一定要認真清除。雖然大部分焊渣不會導電,但有時候也會遇到焊渣導電的情況,這時候電路失常的原因是很難判斷的。我在測試電路增益時,實測值總是與理論計算值相差3倍左右,百思不得其解,后來重新測量線圈Q值時才發現是焊渣導電造成Q值下降引起。

  除了天線要做好屏蔽外,電路板本身也應屏蔽。屏蔽方法是,取一塊敷銅板,墊在電路板下面,銅板接模擬地,用螺絲將敷銅板與電路板固定為一個整體。當然也可以采用更嚴格的屏蔽方法,就看你的材料了。

  在AGC的控制下,檢波信號的峰值在1.2到1.3V左右。當時碼信號很強,此時AGC輸出電壓很低,檢波輸出稍大,反之較小。檢波輸入信號0.3V(峰峰0.6)。

  JJY60接收機中,比較器的門檻電壓取值為0.53V,在BPC時碼接收機中,比較器的門檻電壓取0.8V左右。BPC碼的0碼是一個0.1秒的窄脈沖(0.9秒高振幅+0.1秒低振幅),由于晶振濾波器的帶寬很窄,所以0.1秒寬度的信號不易通過,輸出幅度低,表現為信號輸出電壓還沒來得及下降到最低又馬上上升,谷值只有0.5V左右。因此使用0.53V做為門檻電壓是行不通的,大部分0碼將丟失。當然,使用0.53作為門檻電壓,噪聲容限將加大很多,非要用此值的話,可以在單片機中采用特殊算法找回0碼。

  本人的9018晶體管放大倍數β按60至90計算,電流小時按60至80計算,電流較大時按90到100計算。

各級輸入阻抗:

  在共射級放大電路中,如果沒有接射級電阻,則集電集電流為Ic=βUB/RB,式中RB是基極偏置電阻,UB是RB上的壓降。那么射級微變電阻約等于re=UT/Ic=UTRB/βUB,則rb=βre=UTRB/UB

  后級沒有AGC控制,UB為定值,約為Vcc-0.6=2.4伏。電源電壓改變會影響該值。UT是熱電壓,其值為26mV,它與溫度有關,常溫下變化30度,熱電壓改變10%。

 不要把1.5k和7.5k的色環電阻搞混了,這兩種電阻顏色差不多。

 

整機增益計算:

T3和T4的放大倍數

  T4輸入阻抗rb=0.026*620k/0.8=20kΩ,不含RB負反引起的阻抗

  T4偏置電阻負反饋引入的輸入阻抗為620k/44=14k,則T4輸入總阻抗為20k//14k=8.2k

  T3輸入阻抗rb=β(Re+re)+晶振諧振阻抗=80*(220+320)+30k=73kΩ

  本級cb結電容可忽略。我的電路T4用2N5551,結電容取2pF,等效到輸入端電容為2*44=88pF,容抗約30k,該晶體管的fT取100MHz(此頻率下容抗估算為射級電阻180),那么60kHz時容抗為300k,所以對于60kHz的低頻電路,本電路的結電容的影響不必考慮,除非截電阻小于20k歐。但對于單片機11.0592MHz的晶振頻率來說,結電容不可忽略,此頻率下受到結電容的影響增益變小很多。

  T4負載電阻等于10k//檢波級輸入電阻,約為8k,射級電阻為20k/110=180歐,所以末級電壓增益為8k/180=44倍

  T3窄帶濾波級集電極負載電阻等于10k//8.2k=4.5k,射級電阻為73k/80=910,所以增益為4.5/910=4.5倍

  因此,最后兩級的電壓放大倍數是44*4.5=200倍

 

當AGC為2.6V時的放大倍數

  T2輸入阻抗rb=0.026*2.4M/2=31kΩ

  T1輸入阻抗rb=0.026*4.8M/2=62kΩ

  T2晶體管的集電極負載電阻等于諧振抗//并聯下級的輸入電阻,約為11k//110k=10k,射極電阻31k/70=440,增益為10k/440=23倍

  T1晶體管的集電極負載電阻等于10k//并聯下級的輸入電阻,約為10k//31k=7.6k,射極電阻62k/70=890,增益為7.6k/1k=8.5倍

  輸入電路的衰減為Ri/(R+Ri),R為天線諧振阻抗,R=47k,Ri為T1輸入阻抗,所以增益為62/(47+62)=0.57倍

  所以前級放大倍數是23*8.5*0.57=110倍

  總放大倍數為200*110=22000倍。

 

當AGC為1V時的放大倍數

  T1輸入阻抗rb=0.026*4.8M/(1-0.6)=300k

  T2輸入阻抗rb=0.026*2.4M/(1-0.6)=150k

  T2晶體管的集電極負載電阻等于諧振抗//并聯下級的輸入電阻,約為11k//110k=10k,射極電阻150k/60=2.5k,增益為10k/2.5=4倍

  T1晶體管的集電極負載電阻等于10k//并聯下級的輸入電阻,約為10k//150k=9.4k,射極電阻300k/60=5k,增益為9.4k/5k=1.9倍

  輸入電路的衰減為Ri/(R+Ri),R為天線諧振阻抗,R=47k,Ri為T1輸入阻抗,所以增益為300/(47+300)=0.86

  所以前級放大倍數是4*1.9*0.86=6.5倍

  總放大倍數為220*6.5=1430倍。

  在福建莆田,這個大天線可以接收到0.5mV左右的信號,所需基本放大倍數為1000倍,按10倍余量,放大量為10000即可。

十三、幾個問題:

1、在大天線電路中,如果天線尺寸減小一半可以嗎?

  答:我沒有實驗過。不過,理論計算表明是可以的,只是放大器的增益偏小一點,這時可以把T2的基極電阻改為620k,這樣增益就增加了1倍以上。

2、電路中L2、C2諧振器的作用是什么,為什么放在第2級放大電路,而不放在后級?

  答:諧振起到選頻作用,如果天線的Q值偏低,通過這個LC諧振器可以起到一定的補償作用,其次是,前級通過兩個晶體管電路放大,電路會引入一些寬頻譜噪聲,嚴重時可能影響后級。比如通過這個諧振器可以強烈前級引入的抑制工頻干擾。由于電感使用磁環制作,而且磁環體積較大,漏磁會反饋到天線,放在后級會引起電路不穩定,放在第二級是穩定的。再者,使用線圈后,容易得到晶振濾波所需的反向補償信號。

3、如何進一頻提高放大器的增益

  可在線路放大級前面加一級共射放大電路,同時基極偏置電阻參與AGC控制。這樣,電路的增益將變得很高,前極的差動平衡輸入法一定要保留,否則信噪比可能不達到要求,那就沒有增加增益的意義了。

  不可在輸出級之后再加一級放大電路來提高增益。因為對于諧振頻率之外的頻率,晶振表現為高阻抗,造成基極阻抗較高(約50k至100k),如果使用市電供電,在沒有嚴格屏蔽的情況下,基極可感應出10uV的寬頻譜噪聲,經兩級放大后,輸出5mV左右的噪聲,如果繼續放大,噪聲變為幾十mV或更大,而在AGC控制下,時碼信號只有0.4V左右,顯然信噪比不夠了。由于末級不可加入LC選頻電路(末級的漏磁會引起電路自激),所以末極采用高增益帶來的噪聲將很難處理了。

4、去除末級放大,而增加線路放大可以嗎?

  答:不可以。原電路,濾波放大與末級放大的電壓放大倍數是140倍左右,要得到0.4V的輸出,輸入時碼信號電壓得有3mV左右,而噪聲電壓可能比時碼電壓大了10倍,達到30mV。如果去除末級,那么濾波器輸入就得增加20倍以上,達到600mV,顯然要求前級要有足夠的動態范圍,需精心調整前級的靜態工作點,給電路制作帶來不必要的麻煩。

5、為什么采用大天線后,輸入級放棄平衡輸入法。

  答:大天線的輸入信號強,常規輸入結構引入的額外噪聲遠小于天線原來的噪聲,不影響信噪比,所以不必采用平衡輸入結構。

6、大天線的信噪比與小天線的信噪比,哪個更好。

  答:把屏蔽做好,信噪比差不了多少。如果屏蔽,大天線信噪比較差。

7、如何使諧振器的諧振在指定的頻率上?

  答:可以使用信號發生器與示波器測定。信號發生器輸出接一個電阻,再與諧振器串聯。用示波器測量諧振電壓及信號發生器的輸出電壓,調整信號發生器的頻率,使諧振器的電壓最高,這樣就可以測量出諧振頻率以及Q值。測量時使用10:1探頭。沒有示波器,可以使用1N4148檢波后用數字萬用表測量。信號發生器可以使用單片機制作,通過算法的處理可精確生成任意頻率,精度可高達1Hz。

8、退耦電容有必要用到100uF嗎,可不可以小一些,如10uF?

  答:退耦電容設計有講究的。數字電源與模擬電源共用時,會產生一些特殊的干擾。比如數碼管掃描電路,產生了周期為8毫秒左右的脈沖干擾。脈沖的及其諧波分量會產生少量干擾,這種頻率較低的干擾,通過分布參數耦合量非常小,但它可能通過電源耦合形成干擾。起初退耦電容設計的位置不對,濾波級供電不參與退耦,直接接在3V電源上,我在輸出端發現了周期性的干擾信號,測量出干擾的頻率后,意識到這可能是單片機掃描數碼管的干擾。頻率非常低,只有120Hz左右,我馬上測量電池電壓,發現電池上有有3mV這種信號。我用南孚5號堿電池,內阻是比較小的,居然還有多達3mV的干擾。于是我把3V電源的濾波電容加大到2200uF,情況好一些,但不滿意,所以這個解決問題的方案不可行。仔細計算從電源耗合的干擾對輸出的影響,發現是濾波級電源沒有參與退耦濾波造成的,修改成現在的電路進行濾波,這種干擾幾乎消失。所以說,退耦電容是很重要的,不要隨意減小。

9、為什么選擇分立元件制作,而不使用集成電路?

  答:用分立元件,可以更方便的調試出信號的來龍去脈,制作起來更有趣。

10、如何觀測噪聲?

  答:注意切換不同的掃描檔位比較,全局觀測、局部觀測結合。示波器上的各種開關與普通家用電器的開關不同,壽命要長很多倍,多切換幾次不要緊。

11、為什么使用3V供電,而不使用5V供電。

  答:為了方便測試不同地方的信號情況,接收機需移動位置,所以采用電池供電。3V電壓可以使和2節超市買的電池供電,十分方便。如果要設計成5V,須改動電路中的一些參數,使幾個關鍵三極管的工作電流保持原值,因為有些地方需要阻抗的匹配。

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